AudioKiller’s site
Интернет-версия статьи, опубликованной в журнале Радио 2016 №9
Выходной каскад усилителя – весьма нелинейный узел. И снижение его искажений очень хорошо отразится на работе усилителя и на его качестве звучания. Самые низкие искажения выходного каскада будут, конечно же, в классе А. Вот только греться выходные транзисторы при этом будут очень сильно. Чтобы снизить их нагрев обычно снижают напряжения питания. А это повышает искажения полевиков. И, главное, снижает максимальную выходную мощность усилителя. Значит появляется опасность возникновения клиппинга. То есть стремление улучшить звук, приводит к возможности его сильного ухудшения.
Что же делать? А нельзя ли найти такой ток покоя выходных полевых транзисторов, чтобы и искажения были маленькими, и нагрев небольшим?
Известный разработчик звуковой техники Дуглас Селф в книге «Проектирование усилителей мощности звуковой частоты» писал, что для низких искажений ток покоя выходного каскада на биполярных транзисторах должен быть как раз маленьким, выходные транзисторы должны работать в классе В. То есть греться минимально. Однако для выходных полевых транзисторов невозможно теоретически указать оптимальное значение тока покоя, при котором искажения выходных полевых транзисторов были бы минимальны.
Я усомнился в том, что оптимального тока покоя для полевых транзисторов не существует вообще. Какая-то оптимальная величина тока покоя, которую можно рекомендовать устанавливать в УМЗЧ, должна быть. Чтобы и качество высокое, и нагрев небольшой. Поэтому провел экспериментальную проверку влияния тока покоя выходного каскада на его искажения. Для этого я применил такую систему. Собрал высококачественный усилитель с полевыми транзисторами на выходе, по топологии Лина. Для того чтобы легче было измерять величину искажений, глубина общей ООС была уменьшена на 30 дБ. С целью линеаризации каскада усиления напряжения усилителя, вносящего наибольшие искажения, в него была введена местная ООС глубиной 12 дБ. Такая модернизация позволила более четко выделить искажения, вносимые выходным каскадом усилителя.
Итак, перед вами результаты реальных измерений на настоящем усилителе.
Цель оптимизации – получить достаточно низкие искажения, вносимые выходным каскадом при сравнительно небольшом токе покоя, а значит и нагреве выходных транзисторов.
С целью всестороннего изучения искажений, вносимых выходным каскадом, измерялись следующие виды искажений такого специализированного усилителя:
– коэффициент гармоник;
– коэффициент интермодуляционных искажений, использующий стандартный метод SMPTE с частотами 60 Гц и 7 кГц и соотношением амплитуд 4:1;
– коэффициент гармоник, нормированный к номеру гармоники k, вычисленный для первых одиннадцати гармоник:
Этот коэффициент используется сравнительно редко. Однако в нем есть необходимость, так как этот коэффициент учитывает не только величину гармоники, но и ее номер. Чем больше номер, тем больше коэффициент. Известно, что чем выше номер гармоники, тем более она заметна и неприятна на слух. В результате нормированный коэффициент гармоник не только вычисляет искажения, он позволяет учесть ширину спектра искажений и хоршо отображает “неприятное звучание” высших гармоник. Этот параметр гораздо сильнее связан с субъективным качеством звучания, чем “обычный” Кг. Но нормированный Кг непривычен – его практически не используют (потому что он более честно показывает искажения, а производители хотят красивых рекламных чисел). Поэтому для сравнения спектров вычислялся коэффициент, который можно назвать «фактор спектра» (ФС):
Фактор спектра показывает ширину спектра искажений. Если в спектре присутствует только вторая гармоника, то ФС=1. Бо’льшие значения ФС соответствуют присутствию в спектре искажений большего числа высших гармоник. На рис. 1 показана зависимость фактора спектра от ширины спектра сигнала (график на рис. 1 построен по результатам проведенных измерений). Здесь показаны только первые одиннадцать гармоник, а вообще реальный спектр искажений при больших значениях фактора спектра содержал гармоники значительной амплитуды вплоть до двадцатой!
Рис. 1. Влияние ширины спектра искажений на величину фактора спектра ФС.
Для измерений использовалась звуковая карта EMU-0404 и последняя версия программы SpectraPLUS. Коэффициенты гармоник и интермодуляционных искажений вычислялись программой по встроенным алгоритмам. Нормированный коэффициент гармоник вычислялся на основе амплитуд гармоник, выдаваемых программой.
Исследовались наиболее популярные мощные комплементарные транзисторы, устанавливаемые в выходной каскад усилителя:
– IRFP240/IRFP9240 фирмы International Rectifier;
– 2SJ201/2SK1530 фирмы Toshiba;
– 2SJ162/2SK1058 фирмы Hitachi.
Во всех случаях измерялись две-три пары однотипных транзисторов. Результаты не усреднялись, но разброс результатов для однотипных транзисторов был несущественным. В пары транзисторы не подбирались.
Измерения производились для двух типов нагрузки: активной, сопротивлением 6 ом и сложной комплексной, имитирующей реальные акустические системы.
Искажения выходных транзисторов на активной нагрузке показаны на рис. 2 – рис. 4.
Рис. 2. Зависимость коэффициента гармоник (THD) от величины тока покоя на активной нагрузке.
Рис. 3. Зависимость коэффициента интермодуляционных искажений (IMD) от величины тока покоя на активной нагрузке.
Рис. 4. Зависимость фактора спектра ФС от величины тока покоя на активной нагрузке.
Хорошо видно, что при увеличении тока покоя величина искажений, вносимых выходным каскадом, снижается. Вместе с искажениями снижается и значение фактора спектра. Это означает, что в спектре искажений снижается содержание гармоник высоких порядков, что положительно сказывается на звучании усилителя, воспринимаемом на слух. При условии, что выходной каскад остается работать в классе АВ, можно легко найти оптимальный ток покоя, при котором искажения невелики и при увеличении тока снижения искажений практически не происходит. Оптимальный ток получается равным 300 мА для транзисторов IR, 200 мА для транзисторов Toshiba и 120 мА для транзисторов Hitachi. Интересно, что последние транзисторы значительно отличаются по величине искажений. Надо сказать, что они отличаются и по работе на постоянном токе, для обеспечения работы этих транзисторов пришлось переделывать цепь смещения усилителя.
Искажения выходных транзисторов при работе на комплексную нагрузку показаны на рис. 5 – рис. 7.
Рис. 5. Зависимость коэффициента гармоник (THD) от величины тока покоя на сложной комплексной нагрузке.
Рис. 6. Зависимость коэффициента интермодуляционных искажений (IMD) от величины тока покоя на сложной комплексной нагрузке.
Рис. 7. Зависимость фактора спектра ФС от величины тока покоя на сложной комплексной нагрузке.
Для комплексной нагрузки также характерно наличие оптимальной величины тока покоя, близкой по значениям к оптимальным величинам тока на активной нагрузке.
Интересно отметить, что при увеличении тока покоя выше оптимального значения, искажения выходного каскада в ряде случаев растут. Вполне возможно, что здесь проявляется влияние изменения крутизны выходного каскада, описанное Д. Селфом.
Важность параметра «фактор спектра» можно продемонстрировать на таком примере. На рис. 5 у транзистора Toshiba величины Кг и IMD при токах покоя 250 мА и 2000 мА практически равны. Из этого можно сделать вывод о том, что выходные транзисторы на этих токах работают совершенно одинаково. Однако значения фактора спектра для этих токов равны ФС(250 мА)=2,6 и ФС(2000 мА)=1,08. И спектры искажений в этих случаях разные. Они близки к спектрам, показанным на рис. 1 черным и синим графиками. Спектр искажений при токе покоя 250 мА содержит как минимум девять гармоник заметной амплитуды, тогда как спектр при токе 2000 мА содержит только вторую и третью гармоники.
Транзисторы разных производителей демонстрируют совершенно разное поведение. Это позволяет сделать вывод о том, что, несмотря на примерно одинаковые основные параметры транзисторов, их свойства сильно различаются. Однотипные транзисторы имеют очень близкие свойства. На рис. 8 показаны характеристики, измеренные на двух разных парах однотипных транзисторов. Различие лежит в пределах погрешности измерений.
Рис. 8. Для разных пар транзисторов результаты одинаковые.
Для более полного исследования и исключения случайности полученных результатов был проведен ряд дополнительных измерений. С целью их упрощения измерялся только коэффициент гармоник, который хорошо отражает нелинейность выходных транзисторов. Исследовались транзисторы 2SJ201/2SK1530 фирмы Toshiba. На рис. 9 показана зависимость Кг от тока покоя для различных значений сопротивления активной нагрузки. В целом зависимость сохраняется, и значение оптимального тока покоя можно считать неизменным.
Рис. 9. Зависимость коэффициента гармоник (THD) от величины тока покоя для разных сопротивлений нагрузки Rн.
На рис. 10 показана зависимость Кг от тока покоя на активной нагрузке для различных значений выходного напряжения. Графики пересекаются в одной точке: с одной стороны, чем меньше выходное напряжение, тем выше относительные искажения «ступенька» при малом токе покоя. Поэтому маленькое выходное напряжение дает большие искажения. Это при малом токе покоя. С другой стороны меньшее выходное напряжение создает меньшую нелинейность выходных транзисторов (у полевых транзисторов крутизна зависит от напряжения) и, следовательно, меньшие искажения при достаточно большом токе. И снова графики демонстрируют примерно то же значение оптимального тока покоя.
Рис. 10. Зависимость коэффициента гармоник (THD) от величины тока покоя для разной амплитуды выходного сигнала при Rр=6 ом.
Две последние зависимости коэффициента гармоник от температуры выходных транзисторов и от частоты тестового тона (рис 10 и рис. 11) показывают, что ни один из этих факторов не влияет на поведение транзисторов. Так что полученные результаты (рис. 2 – рис. 7) верны при любых условиях работы усилителя.
Рис. 11. Зависимость коэффициента гармоник (THD) от величины тока покоя для разной температуры транзисторов.
Рис. 12. Зависимость коэффициента гармоник (THD) от величины тока покоя для разной частоты тестового сигнала.
Если сравнить зависимости Кг от тока покоя, то можно заметить, что на всех графиках искажения достигают значения, равного примерно 0,25%, и дальше не уменьшаются. Это происходит потому, что величина искажений выходного каскада достигает и становится меньше величины искажений второго по уровню нелинейности узла усилителя – каскада усиления напряжения, который имеет Кг порядка 0,25%. Однако на правильность выводов данная ситуация не влияет:
1. Ищется не минимум искажений, а оптимум тока покоя. Как только искажения выходного каскада стали меньше, чем каскада усиления напряжения, то оптимум найден – главный вклад в искажения усилителя в целом вносит другой узел, следовательно, выходной каскад в дальнейшем совершенствовании не нуждается.
2. Каскад усиления напряжения дополнительно линеаризован на 12 дБ. Так что если искажения выходного каскада стали меньше чем у линеаризованного усилителя напряжения, то уж наверняка они будут гораздо меньше искажений “обычного”. И их вклад в общие искажения усилителя будет весьма мал.
3. Тот факт, что при дальнейшем увеличении тока покоя сверх оптимального значения с выходным каскадом происходят какие-то изменения, показывает фактор спектра – при дальнейшем увеличении тока покоя спектр искажений сокращается. Возможно, что уменьшается и амплитуда искажений. Так что минимум искажений явно не достигнут, но однозначно достигнут оптимум тока покоя, когда искажения выходного каскада уже достаточно низкие, а нагрев выходных транзисторов небольшой.
В качестве иллюстрации оптимальности полученных значений можно привести результаты применения теории оптимизации к данной задаче. Целевая функция получается следующим образом. Имеются две переменные – ток покоя и коэффициент гармоник. Обе они проявляют свойство: чем меньше значение, тем лучше. Следовательно, переменные следует перемножать и искать минимум целевой функции. Поскольку величина Кг изменяется на порядок, а ток покоя на два порядка, то переменные следует привести к одному масштабу изменения, чтобы переменная, изменяющаяся сильнее, не «перетягивала» на себя результат. Для этого следует из величины тока покоя извлечь квадратный корень, что приведет диапазон ее изменения к диапазону изменения Кг. Таким образом получаем критерий оптимальности:
Результаты показаны на рис. 13, 14, 15. Они полностью согласуется с выводами, сделанными выше.
Рис. 13. Нахождение оптимального тока покоя выходного каскада. Минимум целевой функции соответствует оптимальному значению тока. Транзисторы IRF.
Рис. 14. Нахождение оптимального тока покоя выходного каскада. Минимум целевой функции соответствует оптимальному значению тока. Транзисторы Toshiba.
Рис. 15. Нахождение оптимального тока покоя выходного каскада. Минимум целевой функции соответствует оптимальному значению тока. Транзисторы Hitachi.
Выводы.
1. Искажения, вносимые выходным каскадом УМЗЧ, существенно зависят от тока покоя выходных полевых транзисторов.
2. Наименьшие искажения наблюдаются при работе в классе А, что полностью согласуется с теорией. В классе В искажения существенно выше, чем в классе АВ. С ростом тока покоя искажения в общем случае уменьшаются.
3. Существует оптимальное значение тока покоя, при котором искажения достаточно малы при работе транзисторов в классе АВ. В ряде случаев, при увеличении тока покоя выше оптимального значения, искажения выходного каскада растут.
4. Величина оптимального тока покоя для разных транзисторов лежит в диапазоне 150…300 мА, что намного больше тех значений, которые принято устанавливать в усилителях мощности. Обычно в усилителях устанавливают ток покоя 80…100 мА, а в некоторых промышленных конструкциях даже 40…60 мА.
5. Кроме амплитуды искажений, от тока покоя зависит и их спектр. При низких значениях тока покоя спектр гармоник значительно расширяется, а гармоники высоких порядков хуже подавляются отрицательной обратной связью. То есть при маленьком токе покоя у нас сразу две беды: большая величина Кг и широктй спектр искажений. Качество звучания наверняка будет невысоким. Спектр оптимального тока покоя содержит небольшое количество высших гармоник, которые эффективно подавляются общей ООС. Да и значение Кг невелико. Поэтому усилитель, ток покоя выходного каскада которого равен оптимальному, должен восприниматься на слух как хорошо звучащий.
6. Для транзисторов IRFP240/IRFP9240 оптимальный ток покоя составляет 300 мА. Для транзисторов 2SJ201/2SK1530 оптимальный ток покоя составляет 200…250 мА. Для транзисторов 2SJ162/2SK1058 оптимальный ток покоя составляет 120…150 мА.
7. Оптимальный ток покоя зависит только от типа выходных транзисторов. Другие факторы, такие как выходное напряжение или сопротивление нагрузки на его величину практически не влияют.
8. Самыми лучшими показали себя транзисторы 2SJ201/2SK1530 фирмы Toshiba. Транзисторы IRFP240/IRFP9240 фирмы International Rectifier заняли второе место. Они хоть и являются переключательными, тем не менее мало чем уступают транзисторам фирмы Toshiba. Транзисторы 2SJ162/2SK1058 фирмы Hitachi являются заметно нелинейными и не рекомендуются для высококачественного усиления. Оптимум тока покоя для них тоже получается каким-то расплывчатым.
9. При неоптимальном маленьком токе покоя (таком, какой часто устанавливают в усилителях) искажения, вносимые выходным каскадом, в четыре-шесть раз выше (а на слух – с учетом ширины спектра – в шесть-десять раз выше), чем при оптимальном. Поэтому для высококачественного усиления необходимо задавать ток покоя выходного каскада равным оптимальному.
04.03.2017
Total Page Visits: 121 — Today Page Visits: 5
↑ Настройка
Считаю, что это не кофеварка и человек, которому нужен подбор пар транзисторов, должен представлять себе режимы их работы и возможности изменения.
При сопротивлении резистора в цепи эмиттера 15 Ом и изменении тока измерения в 10 раз, параллельный резистор должен иметь номинал в 9 раз больше, т. е. 135 Ом (подобрать из имеющихся 130 Ом, большая точность не нужна). Общее сопротивление резисторов будет 13,5 Ом. (Можно взять резисторы 15 и 150 Ом и подключать их тумблером поочередно, но я люблю безобрывность). Установить в панельку транзистор и переменным резистором выставить напряжение на эмиттере 2,7 В (клеммы для измерения тока базы временно закоротить). Настройка закончена.
Измерить ток базы.
Отношение тока эмиттера к току базы даст коэффициент передачи транзистора по току (правильнее будет из тока эмиттера вычесть ток базы и получить ток коллектора, но погрешность мала). При замене транзисторов отключать питание не надо, при испытаниях я неоднократно ошибался и включал транзисторы «наоборот», тестер показывал, что ток базы равен нулю, больше никаких проблем.
Прибор делался для тока 200 мА и напряжения К-Э равному 2 В, этим вызван выбор номинала 15 Ом. Естественно, если вы захотите установить ток 300 мА, напряжение на эмиттере составит 4 В и для сохранения напряжения К-Э = 2 В напряжение питания должно быть не 5, а 6 В.
Можно делать измерения при токе 1 А, тогда резистор должен быть 3 Ома. При увеличении напряжения питания до 8…10 В, лучше увеличить номинал резистора, ограничивающего ток через TL431 до 200 Ом. Короче, если вы захотите существенно изменить параметры измерения, придется изменить номиналы одного-двух резисторов.
По сравнению с «фирменным» прибором, делающем измерения на коротком импульсе, данный прибор позволяет прогреть испытуемый транзистор — этот режим ближе к рабочему. Вместо М-832 можно включить обычный стрелочный миллиамперметр (или стрелочный авометр), шкалу отградуировать в единицах усиления по току, годится прибор на 1/10 мА, он покажет усиление от 20 до 200…400. Но тогда нельзя будет плавно менять ток измерений.