Расчет согласующего трансформатора выходного каскада усилителей мощности


Расчет согласующего трансформатора выходного каскада усилителей мощности

Титов Александр Анатольевич Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники Россия, 634050, Томск, пр.. Ленина, 40 Тел. 51-65-05 E-mail: titov_aa (at) rk.tusur.ru

(Радиомир, 2004, № 11)

Скачать статью в одном файле

  • Adobe Acrobat PDF (260 кб)

Традиционно для согласования сопротивления антенно-волноводного тракта RA с выходным сопротивлением оконечного каскада передатчика используются трансформаторы сопротивлений, выполняемые обычно в виде фильтров нижних частот (рис. 1) [1-4].

Это обусловлено тем, что в соответствии с [1] оптимальное сопротивление нагрузки мощного транзистора , на которое он отдает максимальную мощность, составляет единицы Ом и может быть определено из соотношения:

, (1)

где

Еп — рекомендуемое напряжение источника питания транзистора, справочная величина [5]; Рвых. макс. — максимальное значение выходной мощности, отдаваемой транзистором, справочная величина; Uнас— напряжение насыщения коллектор-эмиттер, справочная величина, составляющая 0,1…0,2 В.

Использование трансформаторов сопротивлений в виде фильтров нижних частот объясняется наличием разработанной методики расчета таких трансформаторов, основанной на использовании таблиц нормированных значений элементов [6-8]. Как правило, указанные трансформаторы реализуются в виде фильтров нижних частот четвертого порядка [1-4], что связано со сложностью их настройки при использовании более высоких порядков. Недостатком таких трансформаторов является значительное увеличение их коэффициента стоячей волны (КСВ) по входу при увеличении коэффициента трансформации Ктр и относительной полосы рабочих частот W, равной отношению fв/fн, где fв, fн — верхняя и нижняя граничные частоты полосы рабочих частот трансформатора.

Значительного уменьшения КСВ, при прочих равных условиях, можно достичь при использовании трансформатора, выполненного в виде полосового фильтра, что достигается благодаря увеличению его коэффициента отражения вне полосы рабочих частот [9]. В диапазоне метровых волн наиболее эффективным является трансформатор в виде полосового фильтра, схема которого приведена на рис. 2 [10].

В таблице приведены результаты вычислений нормированных значений элементов С1, L2, L3, C4 трансформатора (рис. 2), полученные с использованием методики синтеза межкаскадных корректирующих цепей, описанной в [11]. Элементы С1, L2, L3, C4 нормированы относительно центральной круговой частоты полосы рабочих частот трансформатора ?0 и сопротивления антенно-волноводный тракта и рассчитаны для коэффициента трансформации лежащего в пределах от 2 до 20 и относительной полосы рабочих частот трансформатора от 1,3 до 3. Здесь же даны значения КСВ, соответствующие заданным значениям Ктр и W.

Таблица – Нормированные значения элементов трансформатора

Ктр Параметр W =1.3 W=1.5 W=1.7 W=2 W =3
2 C1н L2н L3н С4н КСВ 2.2622 1.44 0.6577 0.4869 1.016 2.3209 1.4136 0.6596 0.5036 1.02 2.4124 1.3755 0.6628 0.5294 1.025 2.458 1.5042 0.6442 0.5141 1.03 2.9987 1.5238 0.6319 0.6211 1.08
3 C 1н L 2н L 3н С4н КСВ 2.5204 0.9654 0.6954 0.6135 1.017 2.6496 0.9321 0.6939 0.6483 1.026 2.7598 0.9035 0.6841 0.677 1.035 2.8339 0.9539 0.6654 0.6815 1.05 3.6424 0.9482 0.6023 0.8648 1.14
4 C 1н L 2н L 3н С4н КСВ 3.094 0.6253 0.6993 0.7712 1.02 3.0949 0.6615 0.69 0.7737 1.031 3.3004 0.6303 0.6722 0.8246 1.05 3.5347 0.6458 0.6502 0.8858 1.07 4.6103 0.6308 0.5349 1.142 1.24
6 C 1н L 2н L 3н С4н КСВ 3.7627 0.4503 0.6804 0.9019 1.022 3.8857 0.4514 0.6638 0.9367 1.037 4.2901 0.4193 0.6324 1.0288 1.07 4.3142 0.4551 0.6055 1.0543 1.095 6.1411 0.4277 0.4456 1.5308 1.39
8 C 1н L 2н L 3н С4н КСВ 4.5215 0.3439 0.6556 1.0207 1.024 4.5811 0.3547 0.6377 1.0529 1.046 5.112 0.3265 0.5977 1.1686 1.09 5.6339 0.3168 0.5445 1.307 1.14 7.8383 0.3176 0.3719 1.9414 1.47
10 C 1н L 2н L 3н С4н КСВ 5.0886 0.292 0.6371 1.0968 1.028 5.2296 0.2963 0.6147 1.1487 1.053 5.8544 0.2717 0.569 1.2816 1.11 6.5144 0.2609 0.5085 1.4603 1.18 8.5744 0.2827 0.3454 2.1252 1.86
15 C 1н L 2н L 3н С4н КСВ 6.6792 0.2058 0.5926 1.2785 1.032 6.919 0.2063 0.5618 1.3607 1.068 7.9079 0.1859 0.5035 1.5598 1.13 8.9137 0.1781 0.4301 1.8465 1.3 11.6087 0.2064 0.2673 2.8525 2.28
20 C 1н L 2н L 3н С4н КСВ 7.8947 0.1674 0.5637 1.3942 1.037 8.9337 0.1513 0.5122 1.5752 1.082 10.4176 0.1342 0.4429 1.8632 1.19 11.8332 0.13 0.3615 2.2857 1.45 13.6744 0.1716 0.2305 3.3523 2.53

Сравнение характеристик рассматриваемого трансформатора (см. таблицу) и характеристик трансформатора выполненного в виде фильтра нижних частот, приведенных в [7], показывает, что при прочих равных условиях он имеет гораздо меньшее значение КСВ.

Для примера осуществим проектирование трансформатора с Ктр=10, W=1,5 и центральной рабочей частотой равной 70 МГц, при условии, что RA=50 Ом.

В соответствии с заданными значениями Ктр и W из таблицы найдем: C1н=5.2296; L2н=0.2963; L3н=0.6147; C4н=1.1487. Центральная круговая частота полосы рабочих частот трансформатора .

Денормируя значения элементов трансформатора определим:

На рис. 3 приведена расчетная зависимость модуля входного сопротивления |Zвх| спроектированного трансформатора от частоты (кривая 1). Здесь же (кривая 2) для сравнения представлена характеристика трансформатора, выполненного в виде фильтра нижних частот и рассчитанного по таблицам из [7] (рис. 1, L1=19 нГн, С2=255 пФ, L3=63 нГн, С4=77 пФ).

Другим достоинством трансформатора приведенного на рис. 2 является следующее. При неизменной выходной мощности усилителя ток, потребляемый его выходным каскадом, слабо зависит от частоты усиливаемого сигнала, что позволяет обеспечить достижение более высокого среднего КПД усилителя.

На рис. 4 приведена зависимость тока, потребляемого выходным каскадом двухкаскадного усилителя (рис. 5), от частоты усиливаемого сигнала при выходной мощности Рвых равной 25 Вт (кривая 1). Здесь же представлена аналогичная зависимость в случае использования трансформатора, выполненного в виде фильтра нижних частот (кривая 2).

Характеристики усилителя: максимальное значение выходной мощности 32 Вт; полоса рабочих частот 55…85 МГц; коэффициент усиления 22 дБ. В усилителе использован рассматриваемый трансформатор (элементы C 8, L 7, L 8, С10), входная и межкаскадная корректирующие цепи рассчитаны по методике описанной в [11].

Таким образом, предлагаемая методика расчета рассматриваемого трансформатора сопротивлений проста в применении и позволяет значительно улучшить параметры разрабатываемого усилителя мощности.

Литература

  1. Радиопередающие устройства / В.В. Шахгильдян, В.Б. Козырев, А.А. Ляховкин и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. – М.: Радио и связь, 2003. – 560 с.
  2. Гребенников А.В., Никифоров В.В., Рыжиков А.Б. Мощные транзисторные усилительные модули для УКВ ЧМ и ТВ вещания // Электросвязь. – 1996. – № 3. – С. 28 – 31.
  3. Гребенников А.В., Никифоров В.В. Транзисторные усилители мощности для систем подвижной радиосвязи метрового и дециметрового диапазонов волн // Радиотехника. – 2000 – № 5. – С. 83 – 86.
  4. Титов А.А. Полосовой усилитель мощности с повышенной линейностью амплитудной характеристики // ПТЭ. – 2003. – № 4. – С. 65–68.
  5. Петухов В.М. Транзисторы и их зарубежные аналоги: Справочник. В 4 томах. – М.: Издательское предприятие РадиоСофт, 2000.
  6. Знаменский А.Е., Нестеров М.И. Расчет трансформаторов сопротивлений с сосредоточенными элементами / Техника средств связи. Сер. Техника радиосвязи. 1983. Вып. 1. С. 83 – 88.
  7. Знаменский А.Е. Таблицы для расчета трансформаторов сопротивлений в виде фильтров нижних частот // Техника средств связи. Сер. Техника радиосвязи. 1985. Вып. 1. С. 99 – 110.
  8. Маттей Д.Л. Таблицы для расчета трансформаторов сопротивлений в виде фильтра нижних частот. // ТИИЭР. – 1964. – Т. 52. – № 8. – С. 1003 – 1028.
  9. Фано Р. Теоретические ограничения полосы согласования произвольных импедансов: Пер. с англ. / Под ред. Г.И. Слободенюка. – М.: Сов. радио, 1965.
  10. Шварц Н.З. Линейные транзисторные усилители СВЧ. – М.: Сов. радио, 1980. – 368 с.
  11. Титов А.А., Григорьев Д.А. Параметрический синтез межкаскадных корректирующих цепей высокочастотных усилителей мощности // Радиотехника и электроника. – 2003. – № 4. – С. 442–448.

Теоретические исследования

На рис. 1 показан двунаправленный преобразователь постоянного напряжения со смешанным переключением, состоящий из двух коммутационных ячеек (ключей) S1 и S2 и индуктивности L. Ключи состоят из IGBT-транзистора и включённого антипараллельно ему диода. На стороне первичного напряжения размещается аккумуляторная батарея, а с другой стороны — нагрузка R, напряжение на которой можно регулировать путём открытия/закрытия IGBT-транзисторов. Преобразователь также содержит высокочастотный конденсатор в качестве энергетического буфера со стороны нагрузки C2 и сглаживающий конденсатор со стороны аккумуляторной батареи C1.

Двунаправленный преобразователь постоянного напряжения

Для преобразователя постоянного напряжения в повышающем режиме минимальное значение индуктивности, необходимое для обеспечения работы преобразователя в режиме непрерывного тока, зависит от рабочего цикла установившегося режима, периода переключения и сопротивления нагрузки [5].

Длительность включенного состояния рассчитывается как TO=DT,

где D — это рабочий цикл, заданный схемой управления, выраженный как отношение времени включения коммутатора к времени одного полного цикла переключения T.

Продолжительность выключения: TЗ = (1 − D) T.

Во время включенного состояния S2, которое имеет низкое сопротивление, наблюдается небольшое падение напряжения UVT в IGBT-транзисторе. Существует также небольшое падение напряжения на индуктивности, равное IRL. Таким образом, на катушку индуктивности подаётся напряжение, равное UL = Uвх − (UVT = IRL).

Диод коммутационной ячейки S1 в это время не пропускает через себя ток. Напряжение, прикладываемое к правой стороне L, представляет собой напряжение на UVT коммутационной ячейки S2. Ток катушки индуктивности протекает из положительной клеммы аккумуляторной батареи Uвх через S2 и далее идёт на отрицательную клемму. Во время включенного состояния напряжение на индукторе постоянно и равно входному. Ток в катушке индуктивности увеличивается в результате приложенного напряжения, и поскольку приложенное напряжение является постоянным, ток через катушку индуктивности будет увеличивается линейно [6].

Увеличение тока индуктора может быть рассчитано с использованием известного соотношения:

Так как частота коммутации велика (порядка нескольких десятков кГц), то выражение можно переписать в виде:

Увеличение тока в катушке индуктивности во включенном состоянии определяется выражением:

где ∆I+ — пульсационный ток индуктора. В течение этого периода весь ток выходной нагрузки подаётся выходным конденсатором С2 [7].

Когда S2 выключен, он представляет собой разрыв цепи. Поэтому, поскольку ток, текущий в катушке индуктивности, не может мгновенно меняться, ток перенаправляется от S2 к S1. Из-за уменьшения тока в катушке индуктивности напряжение на ней поменяет полярность, пока диод ключа S1 не откроется. Напряжение, приложенное к левой стороне катушки, остаётся таким же, как и раньше (Uвх − UVT − ILRL). Напряжение, приложенное к правой стороне катушки индуктивности, теперь является выходным напряжением Uвых. Ток катушки индуктивности теперь течёт от аккумуляторной батареи через диод ключа S1 до выходного конденсатора C2 и нагрузки. В выключенном состоянии напряжение на индукторе постоянное и равно UL=(Uвых + UVD + IRL) − Uвх.

Следовательно, ток в катушке индуктивности уменьшается в выключенном состоянии S2:

Величина ∆I— также является пульсационным током катушки индуктивности.

В стационарных условиях увеличение тока ∆I+ во время включения и уменьшение тока ∆I— во время выключения равны. В противном случае ток катушки индуктивности будет иметь или увеличение, или уменьшение от цикла к циклу, которое не будет являться уравновешенной системой. Установка двух значений ∆I, равных друг другу, эквивалентна балансировке вольт-секунд на индуктивности. Вольт-секунда, подаваемая на индуктор, является произведением прилагаемого напряжения и временем его применения. Поэтому эти два уравнения могут быть приравнены:

Выразив Uвых через Uвх , можно записать:

С учётом того, что мощность на катушке может быть найдена:

а ток I может быть найден путём сложения тока при открытом и закрытом ключе S2, ток пульсации катушки индуктивности также можно выразить следующим уравнением:

Среднеквадратичный ток в катушке индуктивности превосходит ток нагрузки на 1/3 от выходного тока. Поэтому в двунаправленном преобразователе в повышающем режиме катушка индуктивности, силовые переключатели и конденсатор работают под более высокими токами по сравнению с каскадным преобразователем, что приводит к большей потери мощности, а также вызывает насыщение активной катушки [8]. Ток через катушку индуктивности можно представить в следующем виде:

Если номинальная мощность нагрузки определяется PH= UвыхIH , то

С учётом того, что

Imin=I − ∆I—; Imax= I + ∆I+,

можно записать максимальные и минимальные значения тока в катушке индуктивности. В силовых цепях потерями напряжения на полупроводниковой технике можно пренебречь, т. к.

Uвх >> UVT + UVD(1 − D),

поэтому можно записать:

Значение индуктивности, для которого ток индуктивности будет находиться только на краю режима прерывистого тока, будет определяться уравнением

Приняв UVT, UVT и RL равными нулю, можно записать:

Сущность и принцип действия

Согласующий трансформатор (далее СТ) использует согласование импедансов различных частей электрической цепи во время трансформации и передачи электросигналов. Трансформаторные устройства согласовывают источник поступаемого сигнала с входным импедансом каскада в усилителях с низкими частотами (УНЧ).

Усилители низкой частоты – приспособления, увеличивающие частоты электрических волн до диапазона частот слышимых человеком (20 Гц – 20 кГц). Такие усилители используют как отдельное устройство либо применяют, как часть более сложного.

Примеры приборов с наличием усилителя:

  1. микрофон;
  2. телевизор;
  3. радиоприемник и т.п.

Сущность СТ заключается в следующем – устройство содержит подложку, выполненную из диэлектрического материала и ферритную пластину, имеющую в рабочих частотах дисперсную магнитную проницаемость. Со стороны подложки, обращенной к пластине, располагаются 1-й, 2-й, 3-й проводники, имеющие П-образную форму. С обратной стороны подложки наносится металлизация, имеющая два зазора в виде «П».

СТ состоит из:

1. Подложки диэлектрической; 2-4. Проводников; 5. Полоскового проводника; 6. Металлизации; 7. Контура щелевого; 8. Пластины ферритной; 9. Металлизации; 10–11. Зазоров; 12-13. Вспомогательных щелевых участков.

Рис. 1 Чертеж согласованного трансформатора

Принцип работы заключается:

  1. Первичная обмотка 4 получает входной сигнал. Пластина 8 и металлизация 6 играют роль связующего звена между проводниками 2-4.
  2. Затем вводятся новые элементы: с одной стороны проводник 4 диэлектрической подложки;
  3. с обратной – металлизация.

Коммутация проводников 2-4 обеспечивает уменьшение частоты в 2 раза. Данный вариант конфигурации СТ становится проще, отсутствует контакт между слоями. Согласующее устройство может быть исполнено как фрагмент печатной платы более усложненной схемы.

Входной трансформатор

Различные, усиливающие звук, устройства имеют на входе операционные усилители. Для оптимальной работы сопротивление источника сигнала должно быть единицы или даже десятки килоом. Тогда усилитель будет работать в правильном режиме с минимальным уровнем шумов.

Но сопротивление многих источников звука гораздо ниже. Например сопротивление динамических микрофонов обычно составляет сотни или десятки ом. Если такой микрофон подключить напрямую на вход усилителя, последний будет работать в режиме, далеком от оптимального.

Справиться с этой проблемой поможет входной согласующий трансформатор. Его коэффициент трансформации можно определить по формуле: отношение количества витков во вторичной обмотке к числу витков в первичной будет равно квадратному корню из отношения эквивалентного сопротивления усилителя к сопротивлению источника.

N = W2 /W1 = √(Rш /Rи)

Для большинства случаев нормальным будет коэффициент 5-7.

Так как первичная и вторичная обмотки согласующего трансформатора не связаны между собой, то есть гальванически развязаны, такую схему можно использовать для подключения микрофонов, требующих для своей работы высоковольтного фантомного питания.

Самые современные операционные усилители при работе с низкоомным источником сигнала без входного трансформатора все равно выдают хорошие характеристики. Но при использовании длинного кабеля, между источником сигнала и входом усилителя, без трансформатора не обойтись. Иначе на качестве итогового сигнала будут отражаться различные наводки.

При использовании входного трансформатора происходит практически полное подавление синфазной помехи. Это свойство применяется в концертной аппаратуре для снижения влияния наводок, когда длина микрофонного провода может достигать десятков метров.

3.4. Расчет двухтактного преобразователя напряжения

Расчет двухтактного преобразователя напряжения

Основы электроники. Одной из популярнейших топологий импульсных преобразователей напряжения является двухтактный преобразователь или push-pull в дословном переводе — тяни-толкай. В отличие от однотактного обратноходового преобразователя flyback , энергия в сердечнике пуш-пула не запасается, потому что в данном случае это — сердечник трансформатора, а не сердечник дросселя , он служит здесь проводником для переменного магнитного потока, создаваемого по очереди двумя половинами первичной обмотки. Тем не менее, несмотря на то, что это именно импульсный трансформатор с фиксированным коэффициентом трансформации, напряжение стабилизации выхода двухтактника все равно может изменяться посредством варьирования ширины рабочих импульсов с помощью широтно-импульсной модуляции.

Для стабилизаторов, в которых не требуется гальванической развязки нагрузки от питающей сети, применяют чопперную схему. При питании от гальванических элементов или аккумуляторов можно использовать бустерную схему.

Рейтинг
( 2 оценки, среднее 5 из 5 )
Понравилась статья? Поделиться с друзьями: